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一種用單片機制作的高頻正弦波逆變器
2019-06-01
1.引言

  逆變器有方波逆變器和正弦波逆變器兩大類,方波逆變器雖然結構筒單,造價低廉,但是由于諧波太多,不適合感性、容性電路的工作,而市場上的正弦波逆變器的價格普遍較高,使一些用戶難以接受,從而限制了它的推廣和應用。本文主要介紹一種簡單實用的正弦波逆變器。

  正弦波脈沖調制是正弦波逆變器的關鍵,它們都需要一個正弦波發生器,利用它産生的正弦波和三角波(鋸齒波)進行比較,實現正弦波調制。産生正弦波的方法和途徑很多。通常應用的方法有模擬式和數字式兩類,通過不同的多種方式去實現。如用帶濾波電路和正反饋放大器構成的正弦波振蕩發生器電路,這是最常用的經典電路,但調整較複雜,頻率精度不高。還有用函數發生器等方法産生正弦波電路。用大規模專用集成電路和單片機構成的正弦波脈寬調制電路。采用EPROM和D/A轉換産生參考正弦電壓也是一種常用方法。用DSP高速數據處理器實現脈寬調制是最新的一種方法,由于引入了計算機技術,需要增加大量的軟件開發和設計工作,盡管電路的複雜系數和成本都有所增加,但它確實是大容量逆變器的一種優良設計方法。

  基于上述情況,我們研究設計了一種用廉價的單片機實現正弦脈沖調制、逆變、控制及保護的電路,使逆變器的結構更爲簡單,性能穩定可靠。

2.脈沖調制波的産生

2.1 脈沖調制波的産生原理

  用模擬方式産生正弦波脈沖調制波,需要用硬件産生一個頻率爲50Hz的參考正弦波(或100HZ的正弦波半波)和一個與載波(調制)頻率一致的三角波或鋸齒波。通過正弦波和鋸齒波的比較,産生一組脈沖寬度按正弦波規律變化的脈沖波。

  本設計中電路輸出的脈寬調制波是通過正弦能量計算的辦法,只須計算出正弦波1/4周期,即0°~90°的正弦波內相應周期上的脈寬和脈沖間隔,再通過鏡象法,獲得一組正弦波半波(0°~180°)內的脈沖寬度和脈沖間隔。輸出的正弦波與脈沖調制波的關系如圖1所示。圖中:N爲50Hz正弦波半周期所含脈沖個數;Um爲正弦波波峰電壓;T——正弦波周期,頻率爲50Hz時,T=0.02秒;αN爲第N個脈沖對應的電度;

爲第N個脈沖的寬度;γN爲第N個脈沖與N+1個脈沖之間的的間隔。
 
                                        图1 正弦脉冲调制能量等效图
 
 
                                              图2 单片机部分程序流程图


  根據正弦波能量等效法可得如下關系:


  其中:
N=F/2f


  f =50Hz为正弦波频率,F=12K为载波频率。因此可求得脉宽与输出正弦波的关系为:



  余此類推。

  輸出脈沖的間隔爲:


        ........

2.2 脈沖調制波的産生電路

  脉冲调制波的产生电路如图3所示,该控制电路是以AT89C2051单片机为核心组成的逆变电路,该款单片机价格低廉,内置2K Flash ROM,2个定时器/计数器,以及丰富的I/O控制功能。在电路中,从单片机的P1.6和P1.7端分别输出相位相反,脉冲宽度为10毫秒(频率50Hz)的脉冲,它由单片机内部定时器产生,起控制正弦波逆变桥正半波或负半波导通的作用。P1.4和P1.5端输出相同的正弦调制脉冲,当P1.6有负脉冲输出时,P1.4才有输出,P1.7有负脉冲输出时,P1.5才有输出。调制脉冲的脉宽

是由上述公式所求得。本控制電路中,AT89C2051單片機采用24MHz的晶振頻率,因爲受到指令周期的限制,最大載波脈沖的頻率取12K較爲合適。編程計算出1/4周期正弦波相應周期上的各載波脈寬

,存入數據表中待用,在應用程序中,充分利用單片機的內部資源,用軟件查表法逐一控制片內定時器輸出調制脈沖,輸出經濾波後生成一穩定的正弦波。單片機控制流程如圖2所示。


  圖3中從單片機端口P1.7和P1.5輸出的電壓V1/F、V2F是兩個頻率爲50周波,相位差180電度的方波脈沖。從P1.6和P1.4輸出的電壓V1/Z、V2Z是兩組如圖1所述的,相位差180電度的正弦波調制脈沖串。P1~P4是4個故障輸入信號,P0是故障保護輸出信號。逆變器的故障判斷及保護均由單片機的軟件實現控制。

3.正弦波逆變器

3.1 逆變器的電路原理結構

  逆變器的電路工作原理圖見圖4所示。逆變器由輔助電源FDY;單片機脈沖調制及保護電路M1;上半橋驅動模塊M4;下半橋驅動模塊M5;保護模塊M6;升壓穩壓模塊M3;升壓變壓器T;逆變控制模塊M2及輸出濾波電路等幾部份組成。由于采用了SMT工藝和模塊化技術,使生産、安裝、調試、互換及維護都非常方便。

3.2 逆變器工作原理說明

  如圖4所示,由高頻變壓器T1、場效應管Q1、Q2和控制模塊M2組成推挽式高頻逆變電路,它與整

流橋BR及電容器C1把蓄電池電壓升至約280伏的電壓,再經過升壓穩壓電路,輸出320伏的穩定直流電壓,爲Q4~Q7組成的橋式正弦波逆變電路提供電源電壓。升壓穩壓電路由電感Ll、場效應管Q3、控制模塊M3、D1、C2組成的。在逆變電路中,上半橋的兩個管Q4、Q6因其GS極都是懸浮的(沒有接地點),所以驅動電源由高頻自激振蕩器制作的輔助電源FDY模塊提供兩組獨立隔離的15V電源。模塊M4是用光電耦合器設計的上半橋(Q4、Q6管)隔離驅動電路,驅動信號來自單片機AT89C2051的P1.6和P1.7端口輸出的50Hz方波脈沖信號,電路結構如圖5所示。模塊M5是相同的兩組用作電平轉換和功率放大的驅動電路,它分別直接驅動下半橋的Q5、Q7管,驅動信號來自單片機的P1.5和P1.6端口輸出的正弦波脈寬調制脈沖串,電路結構如圖6所示。橋式逆變電路的輸出經過用鐵矽鋁磁環制作的電感L2和電容C3濾波後,輸出正弦波電壓。

    
  本逆變器的正弦波輸出電壓頻率精度是不容置疑的,不需任何調整。因爲它是通過24MHz晶振分頻得到的。由于受程序指令工作周期的影響,導致單片機輸出的脈寬和脈沖間隔與計算值有所不同,使輸出波型産生一些小許的畸變和失真。因此,還需要在第一次調試過程中,對脈沖的寬度和間隔作某些簡單的實時修正,這樣就能使正弦波失真度更小。當然,正弦波的失真度還與輸出濾波電路的電感、電容的取值也有關。

4. 逆变器的保护电路

  有經驗的設計者都會體會到,保護電路對電路的可靠性、性能及調試難易是一個不可忽視的重要部份。假如一台逆變器直接起動800瓦的白熾燈負載,其瞬間功率將達到6-8千瓦,這一瞬時的浪湧功率,對逆變電路功率器件來講是完全可以承受的。但是,如果保護電路誤判爲短路狀態,逆變器的性能指標則達不到技術要求,使整機的負載性能降低。過載保護,過熱保護,電池低壓保護等環節都需要一個時間相對准確的特定延遲。如果用RC模擬電路延時,由于元器件參數的分散性,會導致延時時間不准確,同時增加了電路元器件的用量。

  本逆變器的保護模塊M6僅用四個簡單的比較器電路組成,分別施加了負載電流、電池電壓、溫度傳感電壓信號。當電路工作不正常時,模塊M6輸出的電壓分別送至單片機的P3.2~P3.5四個輸入端,經由單片機控制程序作判別或延遲後,從P1.1~P1.3、P3.7四個輸出端口發出故障指示,用LED指示燈顯示故障的狀況,而由P3.0輸出的電平則執行保護動作。通過這一辦法使保護電路既簡單又可靠。

5.結束語

  本文提出的用單片機控制的高頻正弦波逆變電路,使用價格低廉的8位帶電刷寫Flash
ROM單片機實現正弦波的脈寬調制及保護控制,並且在單相1千瓦以下的小型逆變器上作了實際應用,其電路調試簡單,輸出電壓穩定,工作可靠,性能良好。主要缺點是空載輸出波型失真稍大,但由于其電路簡單,工作可靠,軟件開發量小,不失爲一種小型逆變器設計的新思路。
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